QPSK載波頻偏常用估計方法

『壹』 TD-SCDMA系統QPSK調制是它所使用的載波頻率是多少

TD-SCDMA系統的QPSK調制指的是空口上的調制方式，跟載波頻率沒關系。只要是分配給TD-SCDMA的頻段，裡面的那些頻點，都是使用QPSK調制的。另外發送信號是先QPSK調制後擴頻的。發送的過程一般是數字信號先轉化為模擬信號，然後挪到相關的高頻上去，就是發射頻率，然後再擴頻加擾。QPSK是數字信號轉為模擬信號這一步的技術，所以你可以看到跟頻點沒關系，頻率是在QPSK完成以後再從低頻挪到高頻上的，最後才是擴頻，其實也是加擾。擴頻前好像還要交織吧。如果是接收方，則是先解擴，再移回低頻（忘了這一步專業術語叫什麼了），最後解調，模擬信號變回數字信號。

『貳』 四相移相鍵控(QPSK)調制及解調為什麼相干解調時解調輸出的基帶信號是兩電平的

用一個載波發生器，再90度移相不久與第一個載波正交了嗎？調制信號分別與倆載波平衡調制再相加就變成QPSK信號了。
由於QPSK信號可看成兩個正交2PSK信號的合成，所以解調時用兩個2PSK相干解調器構成解調電路。
相干解調法我就不解釋了，網上到處都是http://ke..com/view/1267072.htm

『叄』 qpsk調制為什麼一個乘cos一個乘以

如同模擬調制，數字調制也可分為頻率調制、相位調制和幅度調制，性能各有千秋。由於頻率、相位調制對雜訊抑制更好，因此成為當今大多數通訊設備的首選方案。
PSK（相移鍵控）：
phase-shift keying的縮寫，可以看做相位調制的總稱。
定義 ：移相鍵控方法是通過改變載波信號的相位值來表示數字信號 1，0的。如果用相位的絕對值表示數字信號1，0，則稱為絕對調相。如果用相對偏移值表示數字信號1.0，則成為相對調相。
PSK的一般表達式：si(t)=(2E/T)^1/2*cos[ω0t+φi(t)],0≤t≤T,i=1,2,,M
2PSK二進制相移鍵控：
2PSK是相移鍵控的最簡單的一種形式，它用兩個初相相隔為180的載波來傳遞二進制信息。所以也被稱為BPSK。由於在2PSK信號的載波恢復過程中存在著的相位模糊,即恢復的本地載波與所需的相干載波可能同相,也可能反相,這種相位關系的不確定性將會造成解調出的
數字基帶信號與發送的數字基帶信號正好相反,即「1」變為「0」,「0」變為「1」,判決器輸出數字信號全部出錯。這種現象稱為2PSK
方式的「倒π」現象或「反相工作」。這也是2PSK方式在實際中很少採用的主要原因。另外,在隨機信號碼元序列中,信號波形有可能出現長時間連續的正弦波
形,致使在接收端無法辨認信號碼元的起止時刻。為了解決上述問題,可以採用差分相移鍵控(DPSK)體制。
DPSK差分相移鍵控Differential Phase Shift Keying的縮寫：
用於光傳輸系統中對DPSK調制信號的接收解調。DPSK是一個1 Bit延遲器，輸入一個信號，可以得到兩路相差一個比特的信號，形成信號對DPSK信號進行相位解調，實現相位到強度的轉化。
QPSK正交相移鍵控（Quadrature Phase Shift Keyin，QPSK）：
分為絕對相移和相對相移兩種。由於絕對相移方式存在相位模糊問題，所以在實際中主要採用相對移相方式DQPSK。目前已經廣泛應用於無線通信中，成為現代通信中一種十分重要的調制解調方式。中國的3G制式（CDMA2000，WCDMA,TD-SCDMA）均在下行鏈路上採用QPSK調制。

『肆』 PSK、2PSK、DPSK、QPSK區別與各自在通信系統中的應用 哪個最重要 最有發展優勢現在普遍用的是什麼

QPSK在CDMA中應用最為普遍。四相相移調制是利用載波的四種不同相位差來表徵輸入的數字信息，是四進制移相鍵控。QPSK是在M=4時的調相技術，它規定了四種載波相位，分別為45°，135°，225°，315°，調制器輸入的數據是二進制數字序列，為了能和四進制的載波相位配合起來，則需要把二進制數據變換為四進制數據，這就是說需要把二進制數字序列中每兩個比特分成一組，共有四種組合，即00，01，10，11，其中每一組稱為雙比特碼元。每一個雙比特碼元是由兩位二進制信息比特組成，它們分別代表四進制四個符號中的一個符號。QPSK中每次調制可傳輸2個信息比特，這些信息比特是通過載波的四種相位來傳遞的。解調器根據星座圖及接收到的載波信號的相位來判斷發送端發送的信息比特。 數字調制用「星座圖」來描述，星座圖中定義了一種調制技術的兩個基本參數：（1）信號分布；（2）與調制數字比特之間的映射關系。星座圖中規定了星座點與傳輸比特間的對應關系，這種關系稱為「映射」，一種調制技術的特性可由信號分布和映射完全定義，即可由星座圖來完全定義。 首先將輸入的串列二進制信息序列經串－並變換，變成m=log2M個並行數據流，每一路的數據率是R/m，R是串列輸入碼的數據率。I/Q信號發生器將每一個m比特的位元組轉換成一對（pn，qn）數字，分成兩路速率減半的序列，電平發生器分別產生雙極性二電平信號I(t)和Q(t)，然後對coswct和sinwct進行調制，相加後即得到QPSK信號。 QPSK是一種頻譜利用率高、抗干擾性強的數調制方式, 它被廣泛應用於各種通信系統中. 適合衛星廣播。例如，數字衛星電視DVB-S2 標准中，信道雜訊門限低至4. 5 dB，傳輸碼率達到45M bös，採用QPSK 調制方式，同時保證了信號傳輸的效率和誤碼性能。

『伍』 關於QPSK的simulink模擬

Variable Fractional Delay給發送信號加延時，應該是模擬信號在傳輸過程中的延時吧。Phase/
Frequency Offset是給發送信號加入頻偏和相偏，模擬信號在傳輸過程中頻率和相位的偏差，方便驗證解調演算法的性能。Squaring Timing Recovery是平方定時回復演算法，和其它定時回復演算法結構一樣，差別只在定時誤差檢測器演算法的不同，補償接受信號在傳輸過程中的定時誤差，需要四倍的碼元速率進行解調。這個模擬是simulink自帶的一個解調的例子吧，具體演算法的實現還是自己動手搭一下吧

『陸』 8PSK的調制解調

對1800Hz單載波進行碼元速率恆為2400Bd的8PSK調制，即對於每個碼元調制所得的信號長度等於四分之三個載波信號周期。發送端完整的信號調制框圖如下所示：
信息的發送是以數據幀的形式進行發送的，每次只發送一個數據幀，而不是連續發送的，這樣信息在發送前發送端就不需要先跟接收端建立連接，但同時在對信號進行信源編碼，信道編碼和前導及探測報頭序列的過程中則降低了信號傳送的效率。數據幀主要包括兩部分即前導及探測報頭序列和所要傳輸的數據部分。
1、截尾卷積編碼
一般情況下，卷積編碼的時候在輸入信息序列輸入完畢後都還要再輸入一串零比特的數據用於對移位寄存器進行復位，這樣在一定程度上影響了信源的編碼效率。而截尾卷積編碼則是在每次編碼完成後不對移位寄存器進行復位操作，而是將上次編碼後編碼寄存器的狀態作為下次編碼時移位寄存器的初始狀態。這樣一方面使得信源的編碼的碼率得到了提高，另一方面也增加了信息的安全性，因為接收端只有知道發送端編碼器中的移位寄存器的初始狀態或者付出比較大的解碼代價的情況下才能對接收到的信號進行解調，否則解調出來的永遠是亂碼。
2、交織
碼元的交織其實是屬於信道編碼，交織的目的是通過將信息在信道中受到的突發連續差錯分散開來，使得接收到的信號中的差錯趨向於隨機差錯，降低接收端信息解調出錯的概率，從而提高通信中信息的可靠性。交織的方法一般是用兩個適當大小的矩陣，同一時間一個用於數據的存儲另外一個則用於數據的讀取，而且兩個矩陣的存取或者輸出是交替的。輸入序列按照逐行（列）的順序存儲到其中的一個矩陣中，而輸出序列則是按照逐列（行）的順序從另一個矩陣中讀取。通常矩陣越大，則對於連續性的突發錯誤的分散效果越好，但是編碼的時延也就越大。
3、Walsh碼
Walsh碼是一種同步正交碼，在同步傳輸的情況下，具有良好的自相關特性和處處為零的互相關特性。其編碼所得到的碼元都是取自Hadamard矩陣的行或者列。理論上，信號如果在信道中是相互正交的，那麼信號之間的相互干擾就可以達到零了。但是由於信號的多徑效應和其他非同步信號的干擾，使得信道中的信號並不是完全正交的，干擾也就不為零了。所以實際情況下，Walsh碼一般都只是作為擴頻碼來使用。
擴頻簡單地說就是將傳輸信號的帶寬擴展到更寬的頻帶上去。在信道的傳輸過程中，由於信號的頻譜擴展了，其幅值也隨之減小，使得信號很好地隱藏在雜訊之中，即可以用比較低的發送功率來傳輸信號，同時提高信號的保密性。而在接收端對信號進行解調的時候，只是將擴展後的信號的功率譜縮回來使得其功率譜的幅值大大增加，而並沒有改變接收信號中雜訊功率譜的幅值，這樣就能夠大大提高接收端的信噪比，從而提高信號的抗干擾能力。
4、PN碼
Walsh碼的自相關特性和互相關特性在實際的應用中都不夠理想，即信號經過多徑信道時，不同徑之間不同信號之間都會產生嚴重的干擾。為此，可以用相關性較好的偽隨機序列與Walsh碼模8相加，這時得到的碼元序列既保持了Walsh碼的正交性，同時又大大改善了其相關特性，使其相關功率譜的旁瓣大大減小。該調制中所用到的偽隨機序列即PN序列（Pseudorandom Noise偽雜訊序列）。通常所說的M序列和m序列即為短PN序列和長PN序列。將Walsh編碼和PN碼模8相加後，所得到的信息序列在傳輸中的抗多徑引起的干擾性能就能夠得到較大的提高了。
5、前導及探測報頭序列
前導序列及探測報頭就是在信息發送之間加在數據幀前相對於接收端已知的序列。前導及探測報頭序列的作用是用於接收端對信號的捕獲，信道的估計、均衡和對接收信號頻偏的估計。若沒有在發送信息前加上前導及探測報頭，則接收端沒法判斷接收到的信號到底是雜訊還是發送端發送的消息，信號也就無法解調。
6、8PSK調制
8PSK信號的調制主要包括對每輸入的三個比特信號映射到同相支路和正交支路上的相應電平，並對兩路的電平分別進行濾波，最後再將濾波所得的同相支路和正交支路的信號調制到頻帶上去。其調制框圖如下所示：

對信號進行濾波的作用是一方面對信號所佔的帶寬進行壓縮，另一方面是提高信號抗雜訊干擾的能力。當發送端和接收端所用到的濾波器都為根號升餘弦濾波器的時候，能夠有效地濾除信號傳輸過程中所受到的雜訊干擾，降低系統的誤碼率。
根號升餘弦濾波器的沖激響應為：

其中為根號升餘弦濾波器的滾降系數，濾波器的滾降系數越高則其濾波性能越好，同時減少抽樣定時脈沖的誤差，但是佔用的帶寬也就越寬，一般選擇在0.2—0.6之間。 接收端在對信號進行解調的時候主要解決的問題包括：
·傳輸過程中多普勒效應產生的頻移；
·時延產生的多徑效應；
·對接收到的碼元序列進行解碼。
8PSK信號接收端的解調框圖如下所示：

其中所包含的各個模塊及其功能如下所示：
1、去載波低通濾波
該模塊的是利用已知的發送端載波頻率的正弦波信號和接收采樣所得的信號進行相乘，所得的結果包括兩部分，即載波的倍頻部分和基帶部分，其中不考慮接收信號在傳輸過程中由於干擾導致的頻率變化。然後將所得的信號進行低通濾波，即可將前一步所得的信號中的載波倍頻部分濾除而只保留信號的基帶部分。該過程相當於將接收到信號的頻譜從一定的頻段上搬移到基帶上，以便於後面模塊對信號的解調。
2、信號的捕獲

在對信號進行解調前應先解決的問題是從什麼時候開始接收到的不是雜訊而是發送端發送過來的信息，即尋找信號的起始時刻。這時候就可以利用已知的發送數據幀的前導及探測報頭序列，在接收端用已知的前導及探測報頭序列和接收信號進行相關，理想情況下當接收端正好接收到完整的前導及探測報頭序列的時候相關值會達到最大，而在離最大相關值較遠的地方則相關值都會相對小得多。實現時，落入滑動窗的序列和本地序列做相關，然後做FFT變換，對變換後的譜峰進行判斷。之所以不直接用序列的相關值來進行判斷是因為相關值會受頻差的影響而使相關失效。當接收序列和本地序列同步的時候會，相關FFT會出現明顯的譜峰，而當沒有同步的時候，相關FFT不會出現明顯的譜峰。如果譜峰沒有達到門限，則采樣序列向前移動，若達到門限則將其記錄，並向前移動，將連續幾個點的譜峰都達到門限值的點作為粗同步的位置（一般要求要有連續五個相關值達到門限）。比較其譜峰值，選取譜峰最大的點作為捕獲點。譜峰的門限要根據實際經驗而定，因為信號在傳輸過程中信道的參數是變化的。實現信號的捕獲時即實現了信號的粗同步，粗同步可以用來實現粗頻偏估計。
數據幀頭位置的捕獲只是實現了信號的碼元級同步，之後還需進行位同步。捕獲是否成功很大程度上決定了接收端是否能夠接收到發送的信號，所以捕獲時的相關序列應該足夠長（探測報頭384碼元），從而確保系統有足夠的抗干擾能力。但是當序列太長時，FFT變換的計算量就很大，所需的時間也會比較長，可以將本地序列進行分段，然後進行分段的相關和FFT變換，以減少計算量，但是這樣帶來的後果是信號的捕獲率將會有所降低，所以要對運算量和捕獲率進行權衡。
滑動步長的大小和每次作相關FFT運算所需要的指令數有關，每個步長內DSP所能執行的指令數應該不少於每次相關FFT運算所需的指令數，不然就會影響到信號解調的實時性。
3、第一次頻偏估計

實際情況下，信號在傳輸的過程中由於受到各種各樣的干擾和多普勒效應的影響，當信號達到接收端的時候其頻率或多或少的都會發生一定的變化。所以接收機的目的不是在一個不變的頻率上接收信號，而是在不同的頻率上得到信號的不同部分，在對信號進行采樣之前要麼對接收信號的頻率進行調整，要麼對接收端的采樣頻率進行調整，事實上對接收到的信號頻率進行調整要比對采樣率進行調整簡單，所以一般情況下都是對接收信號的頻率進行調整，具體調整多少就要先對接收信號進行頻偏估計才知道。
第一次頻偏估計採用的方法是利用探測報頭碼元與本地序列進行相乘，若本地序列的頻率為，接收到的信號頻率為，那麼理想情況下，兩序列相乘則得到的結果中僅包含頻率為和的分量，其中即為所想要求的頻偏值。這時可以對相乘所得的結果進行FFT變換，將時域上的信號變換到頻域上去，就可以很容易地根據頻域中低頻段上的頻譜峰值的位置估計出頻偏的大小，最後再利用估計出的頻偏值對接收到的信號進行調整。由於前面的粗同步只是碼元級別上的同步，所以第一次頻偏估計所得到的頻偏值不夠精確，調整後的信號可能還存在一定的相位差。
4、位同步
信號的捕獲位置並不一定是最佳的采樣時刻，接收信號經過粗同步的調整後雖然頻率已經基本正確，但是其中可能還存在一定的相位差，所以必須對信號再次進行同步，即精同步。由於信號經過粗同步以後就已經實現了碼元級的同步，表明信號的精確采樣位置肯定在粗同步位置及其前一碼元和後一碼元之間的某個位置上，要找出其確切的位置則可以利用本地已知的探測報頭序列和從粗同步位置的前一碼元到後一碼元之間的序列進行滑動相關。相關值最大的位置即為所要尋找的精同步位置，即最佳采樣時刻的位置。
5、第二次頻偏估計

在對接收信號進行第一次頻偏估計和位同步之後，就基本上能夠使得探測報頭的位置精確到采樣點級別。但是由於第一次頻偏估計具有估計范圍大，估計精度差的特點，為了使得就收信號的頻率更加准確有必要對位同步後的信號再進行一次頻偏估計。第二次頻偏估計利用前面已經得到的接收信號中主徑和多徑的精確位置，將本地序列分別和主徑信號和多徑信號進行相關FFT，再將得到的兩個信號頻譜進行線性疊加，並進行線性擬合，這樣得到的頻譜圖包含主徑和多徑的信息，為頻偏估計提供了更加可靠的信息。第二次頻偏估計具有頻偏估計范圍小，估計精度高的特點，所以在高速移動的環境下，將兩次頻偏結合起來就能夠大大地提高信號傳輸的可靠性。
對於雙方都有信息收發的通信系統而言，可以將主要的頻偏工作交給其中的一方，而另一方則只要對收到的信號頻率進行稍微的調整就行了。如開始的時候發送端發送的信號頻率為，傳輸過程中由於多普勒效應使得接收端接收到的信號頻率為，若接收端能將其中的頻偏准確地估計出來，則下次原來的接收端在將新的消息發送給原來的發送端的時候就可以調整其發送信號的頻率為，而不是。理想情況下，如果信道的特性在兩個信號傳輸的過程中都保持不變的情況下，那麼原來發送端接收到的信號的頻率就為，就不用再對接收的信號進行頻偏估計了。
6、均衡
信道均衡的主要功能是用於消除由於信號在傳輸過程中經歷頻率選擇性衰落所引起的碼間干擾。一般情況下若要使用的不是自適應均衡，那麼在對信號進行均衡的時候要用到信道的各種參數，那麼就應先對信道進行估計。
信號在傳輸過程中會有多徑效應，所以應該對接收信號進行信道估計，找出其中的主徑和多徑（一般情況下只要找出其中一條主要的多徑即可）。信道估計即在粗同步位置周圍將接收信號和本地序列進行相關，找出其中的峰值，其目的就是找出接收信號中主徑信號和多徑信號的精確起始位置。在好的信道中，若信道的信噪比比較低，則主徑的第一個旁瓣和多徑的主瓣有可能重疊在一起，導致多徑判決出現偏差。這時可以採用主徑重構的方法來解決該問題，即利用本地序列的相關圖重構出理想情況下主徑的相關圖，然後再用總的相關圖減去主徑序列的相關圖，即可得到多徑序列的相關圖根據所得的主徑和多徑的位置就可以進行均衡了。
自適應均衡器中的均衡系數可以實現自動調整，所以均衡前可以先不對信道進行估計，經常使用的線性橫向均衡器（LTE）如下圖所示：

圖中抽頭系數的調整演算法包括最小均方誤差法（LMS）和遞歸最小二乘法（RLS）。其中LMS採用的准則是使均衡器的期望輸出值和實際輸出值之間的均方誤差（MSE）最小化。而RLS的准則是對初始時刻到當前時刻所有誤差的平方進行平均並使其最小化。由此可以看出雖然RLS演算法收斂性好，但是其運算量也大得多。
除了圖中所示的線性橫向均衡器外，還包括線性格型均衡器（LLE）、判決反饋均衡器（DFE）和分數間隔均衡器。其中線性格型均衡器最復雜，但收斂速度也快，系數也優良。判決反饋均衡器能夠很好地解決後尾效應，適於有嚴重失真的無線信道，但同時也可能導致誤碼擴散。分數間隔的均衡器和其他的均衡器不一樣，其他均衡器的采樣周期都是碼元周期，即都可以稱得上是碼率均衡器，但是分數間隔均衡器的采樣周期小於碼元周期的一半，故所得的信號不會出現頻譜的混疊現象。
7、截尾卷積解碼
由於截尾卷積碼在進行編碼前沒有對編碼器的移位寄存器進行復位操作，所以在接收端對其進行解碼的情況下，如果不清楚其初始狀態，那麼就要付出額外的代價才能對其進行解碼。目前主要的截尾卷積解碼方法包括循環維特比解碼演算法（CAV）和BCJR解碼演算法。通常在進行截尾卷積編碼時，會將一段數據序列的後m個碼字初始化編碼移位寄存器，從而使得其移位寄存器在編碼前和編碼後的狀態保持一致。其中循環維特比解碼演算法就是利用這一性質在接收端將接收到碼字序列的多個拷貝首尾相連，然後進行維特比解碼，在經過一定長度的解碼後最佳路徑和倖存路徑在很大程度上是一致的，這是就可以將找到的首尾狀態相等的碼塊作為最終的解碼結果。這樣就可以在不知道編碼移位寄存器初始狀態的情況下進行截尾卷積解碼，但其計算量要比一般情況下的卷積碼解碼計算量大得多。

『柒』 DSP嵌入式無線通信系統開發實例精講的目錄

第一篇 DSP基礎知識
第1章 DSP基本結構與指令系統 2
1.1 DSP處理器的特點與分類 2
1.2 DSP應用領域及選型 4
1.2.1 DSP應用領域 4
1.2.2 DSP晶元選型 4
1.3 DSP的硬體結構 6
1.4 DSP指令 21
1.5 本章小結 30
第2章 CCS集成開發工具 31
2.1 CCS的特點及其安裝 31
2.1.1 CCS功能簡介 31
2.1.2 CCS的組成單元 32
2.1.3 為CCS安裝設備驅動程序 33
2.2 CSS基本功能及其使用方法 37
2.2.1 查看與修改存儲器/變數 37
2.2.2 使用斷點工具 42
2.2.3 使用探針點工具 44
2.2.4 使用圖形工具 46
2.3 本章小結 52
第3章 線性匯編與代碼優化 53
3.1 線性匯編 53
3.1.1 線性匯編語句的基本結構 53
3.1.2 線性匯編中的偽指令 54
3.1.3 匯編優化器選項 56
3.2 代碼優化 56
3.2.1 程序剖析工具 57
3.3 通過線性匯編優化匯編代碼 63
3.3.1 編寫並行代碼 63
3.3.2 數據打包處理技術 67
3.3.3 軟體流水 70
3.3.4 多周期循環的模編排 78
3.3.5 循環傳遞路徑 88
3.3.6 循環中的If-Then-Else語句 93
3.3.7 循環展開 97
3.3.8 生命太長問題 101
3.3.9 消除冗餘取 105
3.3.10 避免存儲器訪問沖突 110
3.3.11 軟體流水外環 118
3.3.12 與內環一起有條件地
3.3.12 執行外環 120
3.4 本章小結 127
第4章 DSP/BIOS系統與外設介面
第4章 設計 128
4.1 DSP/BIOS實時操作系統 128
4.1.1 DSP/BIOS概述 128
4.1.2 DSP/BIOS GUI配置 129
4.2.3 DSP/BIOS編程實例 131
4.2 DSP集成外設概述 133
4.3 DSP的HPI介面設計 135
4.3.1 HPI硬體介紹 136
4.3.2 HPI介面及其應用 137
4.3.3 BIOS中HPI設置實例 143
4.4 DSP的McBSP介面設計 144
4.4.1 McBSP硬體介紹 144
4.4.2 McBSP介面及應用 145
4.4.3 BIOS中McBSP設置實例 151
4.5 DSP的DMA控制器設計 154
4.5.1 DMA硬體介紹 155
4.5.2 DMA控制器設計及應用 156
4.5.3 BIOS中DMA設置實例 163
4.6 本章小結 168
第二篇 DSP無線通信開發技術與實例
第5章 無線通信系統設計專業知識 170
5.1 無線通信系統簡介 170
5.1.1 無線電頻譜資源管理 170
5.1.2 無線通信系統組成 172
5.1.3 無線通信系統分類 173
5.1.4 無線通信系統應用領域 173
5.2 無線通信系統的硬體實現
5.2 技術 174
5.2.1 傳輸距離設計 174
5.2.2 輸入埠設計分析 175
5.2.3 硬體設計的注意事項 176
5.3 無線通信系統的軟體設計
5.3 技術 177
5.3.1 無線通信流程設計 177
5.3.2 系統的低功耗時序設計 178
5.3.3 微控制器的抗干擾編程 180
5.4 無線通信系統軟硬體協同
5.4 設計 182
第6章 DSP紅外成像系統設計
第6章 實例 185
6.1 系統說明 185
6.2 硬體電路設計 186
6.2.1 硬體總體結構 186
6.2.2 電源模塊 187
6.2.3 復位電路 188
6.2.4 時鍾電路 189
6.2.5 DSP及其外圍電路 190
6.2.6 FPGA及其外圍電路 190
6.2.7 通用串列介面電路 191
6.2.8 視頻編碼器電路 191
6.2.9 A/D模塊 192
6.3 系統軟體設計 192
6.3.1 軟體總體結構 192
6.3.2 軟體工作流程 192
6.3.3 圖像處理演算法 194
6.4 程序代碼與分析 198
6.4.1 EDMA配置代碼 198
6.4.2 Emif口配置代碼 200
6.4.3 主程序與注釋 201
6.4.4 主要紅外圖像處理演算法函數
6.4.4 代碼 204
6.5 系統調試 211
第7章 RS碼的DSP設計實現 212
7.1 RS碼概述 212
7.2 RS碼演算法原理及DSP實現 213
7.2.1 RS碼的編碼演算法 213
7.2.2 RS碼的解碼演算法 221
7.3 RS碼程序代碼與注釋 227
7.3.1 RS碼編碼 227
7.3.2 RS碼解碼 229
7.4 代碼說明及優化 236
7.5 實例總結 238
第8章 無線寬頻通信接收機設計
第8章 實例 239
8.1 寬頻通信技術概述 239
8.1.1 寬頻通信的定義 239
8.1.2 寬頻通信的特點 240
8.1.3 寬頻通信的關鍵技術 240
8.2 常見的無線寬頻系統 240
8.2.1 基於IEEE 802.11協議的
8.2.1 寬頻通信系統（WiFi） 240
8.2.2 基於IEEE 802.16協議的
8.2.2 寬頻通信系統（WiMax） 241
8.2.3 其他寬頻通信系統 242
8.3 寬頻系統組成及DSP實現 242
8.3.1 Ti公司TMS320C6416DSP
8.3.1 性能分析 242
8.3.2 信號到達檢測 243
8.3.3 頻偏估計 245
8.3.4 信號同步 246
8.3.5 信道估計模塊 248
8.4 無線寬頻通信系統硬體平台 249
8.4.1 硬體總體結構 249
8.4.2 電源模塊 250
8.4.3 DSP內核電路 250
8.4.4 DSP EMIFA口及SDRAM
8.4.4 電路 250
8.4.5 DSP EMIFB口及Flash
8.4.5 電路 254
8.4.6 DSP MCBSP串列口 255
8.5 程序代碼 256
8.5.1 信號到達檢測模塊 256
8.5.2 頻偏估計模塊 257
8.5.3 信號同步模塊 259
8.5.4 信道估計模塊 261
8.6 實例總結 263
第9章 OFDM通信系統設計實例 264
9.1 OFDM技術概述 264
9.1.1 OFDM系統的發展現狀 264
9.1.2 OFDM系統的優缺點 265
9.1.3 OFDM系統的關鍵技術 265
9.2 OFDM系統組成 266
9.2.1 Turbo碼模塊 267
9.2.2 QPSK數字調制 269
9.2.3 頻偏估計 270
9.2.4 多載波調制 271
9.2.5 降峰均比 272
9.3 OFDM系統硬體平台 273
9.3.1 硬體總體結構 273
9.3.2 電源模塊 274
9.3.3 DSP內核電路 274
9.3.4 DSP EMIFA口及SDRAM
電路 274
9.3.5 DSP EMIFB口及Flash
電路 274
9.3.6 DSP MCBSP電路 278
9.4 OFDM系統的軟體設計 280
9.4.1 軟體總體框架設計 280
9.4.2 數據IO模塊設計 280
9.4.3 BIOS設計 281
9.4.4 演算法模塊設計 281
9.5 程序代碼與分析 282
9.5.1 EDMA配置代碼 282
9.5.2 EMIF口配置代碼 283
9.5.3 主流程代碼 284
9.5.4 主要演算法函數代碼 288
9.6 實例總結 296
第10章 LDPC碼的DSP設計
第10章 實現 297
10.1 信道編碼與LDPC碼 297
10.1.1 信道編碼理論 297
10.1.2 LDPC碼的提出與發展 299
10.2 LDPC碼的基礎原理 299
10.2.1 LDPC碼定義及其描述 299
10.2.2 Tanner圖表示及非正則
10.2.2 LDPC碼 300
10.2.3 LDPC碼的解碼 301
10.2.4 AWGN信道下的解碼演算法
10.2.2 描述 304
10.3 LDPC碼的DSP快速實現
10.3 演算法 304
10.3.1 LDPC碼的快速解碼演算法 304
10.3.2 LDPC碼的快速編碼演算法 306
10.3.3 DSP實現時考慮的問題 307
10.4 LDPC碼的DSP程序代碼
10.3 設計 308
10.4.1 LDPC碼編碼程序代碼 308
10.4.2 LDPC碼解碼程序代碼 311
10.5 實例總結 317

『捌』 關於網路通信原理的困惑，求網路達人賜教，萬分感謝！！！

首先說明一下，OSI七層模型是一種思想、思路，是各廠商開發軟體時遵循的通用標准。它詮釋了數據通信的過程。它是個抽象的概念。

回答1：既不是操作系統的TCP/IP協議也不是是網路設備。因為這兩個只是完成7層中的某個功能。tcp（a和b兩台電腦的虛通道建立）工作在傳輸層，ip（路由轉發）工作在網路層。而網路設備。比如路由器（三層交換機也有這個功能，只是和路由器的側重點不一樣）只把數據解析到第三層，在第三層封裝後的數據叫做包。而二層交換機只把數據解析到第二層，在第二層封裝後的數據包叫做幀。

回答2：物理層也就是第一層，處理的數據是比特流。而「本地連接」是工作在應用層也就是第7層。一塊乙太網網卡包括OSI（開方系統互聯）模型的兩個層。物理層和數據鏈路層。物理層定義了數據傳送與接收所需要的電與光信號、線路狀態、時鍾基準、數據編碼和電路等，並向數據鏈路層設備提供標准介面。數據鏈路層則提供定址機構、數據幀的構建、數據差錯檢查、傳送控制、向網路層提供標準的數據介面等功能。

回答3：其實數據鏈路層是把網路層的數據加上頭和尾形成幀再交付給物理層。這就是封裝。

之所以要加上頭和尾是因為物理層只管電信號，必須要有一個特殊的電信號告訴物理層這是一個幀的開始和結尾。

一般頭和尾的電信號是連續的10101010這樣的形式，當物理層接收到信號後，知道這是一個幀來了，經過模數轉換後交付給數據鏈路層，數據鏈路層剝離頭和尾把數據交付給上面的網路層，這就是解封裝的過程。

其實網路的七層結構基本上都是封裝和解封裝的過程，上層數據下來的時候就給他加特定的頭，相當於裝了個信封，就這樣一層層的裝下來。下層的數據送到上層就一層層的剝離頭（信封），直到最後沒有信封得到最終的數據為止。

數據封裝的原理：

數據封裝是指將協議數據單元（PDU）封裝在一組協議頭和尾中的過程。在OSI7層參考模型中，每層主要負責與其它機器上的對等層進行通信。該過程是在「協議數據單元」（PDU）中實現的，其中每層的PDU一般由本層的協議頭、協議尾和數據封裝構成。

每層可以添加協議頭和尾到其對應的PDU中。協議頭包括層到層之間的通信相關信息。協議頭、協議尾和數據是三個相對的概念，這主要取決於進行信息單元分析的各個層。例如，傳輸頭（TH）包含只有傳輸層可以看到的信息，而位於傳輸層以下的其它所有層將傳輸頭作為各層的數據部分進行傳送。在網路層，一個信息單元由層3協議頭（NH）和數據構成；而數據鏈路層中，由網路層（層3協議頭和數據）傳送下去的所有信息均被視為數據。換句話說，特定OSI層中信息單元的數據部分可能包含由上層傳送下來的協議頭、協議尾和數據。

例如，如果計算機A要將應用程序中的某數據發送至計算機B應用層。計算機A的應用層聯系任何計算機B的應用層所必需的控制信息，都是通過預先在數據上添加協議頭。結果信息單元，其包含協議頭、數據、可能包含協議尾，被發送至表示層，表示層再添加為計算機B的表示層所理解的控制信息的協議頭。信息單元的大小隨著每一層協議頭和協議尾的添加而增加，這些協議頭和協議尾包含了計算機B的對應層要使用的控制信息。在物理層，整個信息單元通過網路介質傳輸。

計算機B中的物理層接收信息單元並將其傳送至數據鏈路層；然後B中的數據鏈路層讀取包含在計算機A的數據鏈路層預先添加在協議頭中的控制信息；其次去除協議頭和協議尾，剩餘部分被傳送至網路層。每一層執行相同的動作：從對應層讀取協議頭和協議尾，並去除，再將剩餘信息發送至高一層。應用層執行完後，數據就被傳送至計算機B中的應用程序接收端，最後收到的正是從計算機A應用程所發送的數據。

網路分層和數據封裝過程看上去比較繁雜，但又是相當重要的體系結構，它使得網路通信實現模塊化並易於管理。

解封裝正好是封裝的反向操作,把封裝的數據包還原成數據.

希望對你有幫助，如果你還困惑，建議你看一下網路工程師教程。