重慶emi分析整改方法

『壹』 低頻磁場騷擾測試100khz超標怎麼辦

本文針對EMC測試中常見的傳導發射測試，結合實際的產品整改案例，歸納思路，總結傳導測試不合格的整改方法，試圖找出深層、較為共性的原因，為企業在進行產品設計和通過測試時提供參考。

傳導測試在電磁兼容測試中很常見，在實際工作中，發現很多廠家對於傳導測試超標感到一籌莫展。本文試圖從探討傳導測試超標的原因講起（主要針對電源埠），並列舉一些常見的整改傳導超標的實用方法，給廣大廠家在整改傳導時提供一些參考。

傳導測試為什麼會超標:

傳導發射，是一種沿電源、控制線或信號線傳輸的電磁發射，本文重點討論毀尺沿電源線傳輸的電磁發射，對於沿信號線或控制線傳輸的電磁干擾，可以採用近似的思路進行分析。

傳導測試超標的原因有很多，樣機內部的結構設計、接地設計，以及一些關鍵元器件的選擇，都會直接影響傳導測試結果。結合三要素法，首先要找到樣機纖跡高內能夠使樣機傳導測試失效的源頭，然後針對不同的干擾源，採取分析源特性—判斷干擾傳輸路線——採取相應措施的方法，是一定能解決問題的。

樣機內部所有可能的干擾源，以及干擾是如何傳播和傳輸的。在很多情況下，被測樣機使用的是開關電源，而開關電源中的開關電路主要由開關管和高頻變壓器組成，它產生的尖峰電壓為有較大輻度的窄脈沖，頻帶較寬且諧波豐富。對於樣機內部使用的數字電路，其產生的干擾源頻率通常較高，如果樣機內部結構設計不合理，或者沒有採取有效的抑制手段，干擾可以通過近場輻射或者耦合的方式，傳輸到電源線上，然後再傳輸到LISN，被接收機捕獲。對於樣機內部更高頻率的干擾，其主要傳播方式為自由空間中的平面波，這時需要進行輻射騷擾場強測試才能判斷樣機的EMC性能。

以下是州殲深圳億博總結的兩個案例：

整改方法：

（1）將X電容（C1）加大到0.47uF（2）將共模電感L2的電感量加大到16mH重測，該開關電源傳導測試通過。對於開關電路引起的傳導測試超標，一個較為直接的整改思路是加強電源輸入埠的濾波。X電容用來消除差模干擾；共模電感主要用來消除共模干擾，同時對減小差模干擾也有一定的幫助。

整改方法：

發現該開關電源使用了不帶屏蔽層的變壓器，選用帶屏蔽層的變壓器，將屏蔽層接至變壓器的初級地，重測合格。

分析：結合圖3的開關電源騷擾傳遞示意圖，可以看出，由於初級線圈和次級線圈間存在耦合電容，開關電源變壓器初級的共模曝聲可以向次級傳遞，這是開關電源產品EMI問題的一個主要原因。為截斷這種騷擾傳遞的路徑，一種行之有效的方法是：在繞制變壓器時，在初級與次級之間加上屏蔽層，並接至初級地。屏藏層的電位為零，騷擾傳遞到屏藏層時，又被引回到初級。這種做法有點類似於「靜電屏藏」

『貳』 三峽庫區地質災害勘察物探技術方法應用

李洪濤孫黨生楊勤海楊進平

（洞友中國地質調查局水文地質工程地質技術方法研究所，河北保定，071051）

【摘要】本文簡要敘述了在三峽庫區地質災害勘察中經常使用的物探技術方法以及一些典納戚槐型的工程實例，以求為今後的工作帶來一定示範效應，進一步為地質災害勘察提供先進有效的測試手段。

【關鍵詞】三峽庫區地質災害勘察物探技術方法

1前言

從1997年至2004年，中國地質調查局水文地質工程地質技術方法研究所承擔了三峽庫區移民遷建新址重大地質災害防治研究與論證綜合地球物理勘查，奉節三馬山小區物探勘察，巴東黃土坡滑坡、萬州官塘口滑坡物探勘察，重慶14區縣庫岸調查等一批應用研究課題及物探勘察任務。先後在三峽庫區的巴東、巫山、奉節、萬州及豐都、石柱等地進行了大量的綜合地球物理勘察。本文為地球物理勘探技術方法在三峽庫區地質災害防治工程中的應用實踐經驗總結和體會，以求為今後的工作帶來一定示範效應，進一步為地質災害勘察提供先進有效的測試手段。

2地球物理勘探技術方法

2.1淺層高解析度地震勘探

2.1.1工作技術方法

（1）展開排列法

考慮到庫區地形地質條件的復雜性，在奉節和巫山兩地，在布置地震剖面之前，作為一種重要的試驗方法，都採用了展開排列法。其作用是了解測區地震波波組中各種波的時序排列關系，進行震相分析，從而確定數據採集的儀器參數和觀測系統，採取合適的激發與接收措施，進行地層介質速度參數的估算。展開排列法觀測系統採用0m、10m、20m、30m、40m、50m等不同偏移距，道距2m或3m。

（2）共深度點多次水平疊加法（CDP)

CDP水平疊加法是在不同激發點和接收點上採集來自相同反射點的反射波，在得到的多張地震記錄中抽出界面上共反射點道集，經過速度掃描、動靜校正之後，進行疊加處理，以時間剖面的形式給出地質界面及構造信息，這種方法可以提高信噪比，對壓制干擾波有顯著的作用。CDP剖面觀測系統中的偏移距的選擇，是根據面波、聲波等干擾波與目的層反射波的關系確定，分別採用30m、40m和69m。道距採用2m、3m和5m。水平疊加次數大部分為6次，部分用3次。

（3）地震高密度映像法

高密度映像技術採用單次激發、單次接收等偏移距信號採集，其工作模式與水域中聲納法類似，故又稱為陸地聲納法。採集的信號經幅度壓縮、彩色調制，以彩色映像的方式顯示。高密度映像法的偏移距用2m，點距1m。

2.1.2野外數據仔做採集設備

地震勘探採用北京水電物探研究所的SWS—1A型多功能面波儀與瑞典ABEM公司MARK6輕便多道地震儀。接收檢波器用38HZ高靈敏數字檢波器配CDP輕便覆蓋電纜。根據探測目的層的深度，以及測區施工條件，分別採用錘擊與炸葯爆破兩種震源。錘擊震源錘重24磅，錘墊厚20mm。為增加有效信號，壓制隨機干擾，採用垂直疊加，疊加次數一般為5次。炸葯震源一般在炮孔中激發，孔深1～2m，葯量100～200g。

2.1.3資料數據處理

CDP剖面資料的數據處理採用CSP.3.3地震數據處理系統。針對本區地形坡度大且起伏劇烈的特點，在疊前和疊後均作了地形校正。處理內容還包括增益控制、噪音和干擾波切除、濾波、速度分析、動校正與水平疊加等，最終輸出含有地形線的CDP水平迭加雙程反射波時間剖面圖，成果地質解釋圖是在AutoCAD14.0下完成的。處理流程如圖1。

圖1淺層地震數據處理流程圖

2.2面波勘探

採用瞬態面波（瑞雷波）勘探。在地表用震源豎向激震時，一般會產生直達縱波、折射縱波、反射縱波和瑞雷波以及各種轉換波。理論分析和實驗表明，所有這些波中，瑞雷波的能量最強，約佔67%。瑞雷波是一種沿地表傳播的表面波，其傳播的波陣面為一個圓柱體，傳播的深度約為一個波長。利用瑞雷波的頻散特性，即不同波長的瑞雷波傳播特徵反映不同深度地質體的特徵，進行地質介質結構的探測。

2.2.1儀器設備

面波勘探採用北京水電物探研究所的SWS—1A型多功能面波儀，接收檢波器採用4Hz低頻檢波器，面波剖面採用12道排列，道距1m，點距5m，偏移距分別為0m、5m、10m、15m和20m。

2.2.2資料處理

面波剖面採用 FKSWSA面波處理系統，通過多道三維傅里葉變換，在時間—空間（T—X）域和頻率—波數（F—K）域內進行速度和波數（波長）濾波，消除非面波信號，有效地提取面波信息，繪制面波頻散曲線，進行面波資料的反演解釋。

FKSWSA面波處理系統的特點是可以進行擬合處理，即設定的地層結構參數與計算的地層參數，通過相關系數判斷，確定最佳地層結構反演結果。

2.3地震層析成像（CT）

地震層析成像和其他科學技術領域的成像技術類似，是一種邊界投影反演方法。從地震波的運動學與動力學特徵出發，地震層析可分為射線層析和波動方程層析兩類。它們分別測定地震波的走時、振幅、相位、周期等信息變化，反演地質介質三維速度結構或衰減特性，並以圖像表示其結果。

地震 CT數據採集採用井間與井地結合的方式。井地方式是在兩孔之間沿地面上激發彈性波，孔中接收；井間方式是在一孔內激發，另一孔內接收。接收點距2m和1m，炮距2m或視井中條件確定，構成上下交叉的觀測系統，以保證射線覆蓋測試區域，提高成像精度。

2.3.1儀器

SWS—1A多功能面波儀或 MARK6輕便多道地震儀。

接收採用串聯式氣囊檢波器與井壁耦合。

採用爆炸震源，電雷管激發。

2.3.2數據處理

數據處理採用CST for Windows地震層析成像系統。每個成像區域均按2m×2m單元剖分，每個單元塊上的射線節點密度為10個×10個。成果以波速等值線色譜圖展示，圖像輸出是通過Winsurf6.04實現的。處理流程如圖2。

圖2地震層析成像數據處理流程

2.4EH—4電導率成像

EH—4電導率成像方法屬部分可控源與天然場相結合的一種大地電磁測試法。不同於直流電法，它不是通過延長電纜和加大極距來增加勘探深度，而是在測點上，通過其變頻獲得深度信息。EH—4在奉節縣寶塔坪三萬塘地面塌陷坑調查中，在坑底布置了一條南北向剖面，點距5m，電偶極距15m，與剖面方向一致。在塌陷坑南側地表布置了一條剖面，點距5m，電偶極距10m。

2.4.1儀器設備

EH—4電導率成像系統是由美國 GEOMETRLCS和EMI公司聯合生產。是目前國際上較為先進的一種電磁法勘探儀器。

2.4.2EH—4的資料處理

包括現場數據處理和後續處理兩大部分。現場數據處理主要是一維分析，用於檢查野外採集的數據質量和調整參數。後續處理包括數據分析、一維數據處理和顯示及擬二維處理。數據分析軟體用於識別雜訊源，估計和調整發射機的信號電平，分析數據採集質量。一維數據處理和顯示是在經過數據分析後得到新的功率譜後的資料再處理，可刪除雜訊嚴重的數據以減少發散，增加信號的相關度。二維處理是採用EMAP法進行擬二維反演，有效地消除靜態效應，構造電阻率斷面圖，在現場給出解釋結果灰度圖，通過計算機二維反演，進行彩色成圖。

2.5聲波測井技術

聲波測井是以測定岩、礦的聲波速度和幅度為基礎，在劃分基岩岩性、風化破碎程度，確定破碎帶位置、基岩與覆蓋層分界面以及在覆蓋層、基岩內確定低速層等方面是一種較為有效的方法。

單孔全波列聲波測試是採用一發雙收探管，發射—接收源距50cm，間距30cm。在鑽孔內（裸孔）沿井壁發射、接收聲波信息，測井時將探管下至井底，按一定點距向上測試，由計算機完成全波列數據採集與數據存儲，室內通過回放和資料處理拾取縱、橫波，在全波列採集波形中根據波形干涉點、幅度、頻譜分析，確定縱橫、波初至走時，計算縱波、橫波速度繪製成果圖。

測試使用的儀器為SSJ—4D全波列聲波測井儀（中國地質調查局水文地質工程地質技術方法研究所）。

井下探頭分採用干孔貼壁式和水耦合兩種類型。

3應用成果分析

3.1滑崩堆積體

滑崩堆積體是一種多成因、多期次的鬆散堆積體。其大部分是在構造和重力卸荷及岩溶作用下形成的滑坡體、崩塌體、泥石流堆積體和岩溶塌陷堆積體。地球物理勘探的目的是了解堆積體厚度及深部結構特徵，採用的主要工作方法是展開排列法、CDP剖面與面波法。

3.1.1巫山新城址凈壇路—祥雲路—集仙路深部結構特徵

該區由於地形起伏較大，加上沖溝人工回填等因素，給地震探測帶來了很大困難。圖3（剖面F）反映了凈壇路—祥雲路—集仙路方向的深部結構特徵。可以看出完整基岩埋深達40～50m，而在祥雲路至集仙路之間形成深達30m的深槽。圖4（剖面 H）橫切頭道溝，沖溝形態明顯。在時間剖面上，凡是在沖溝部位，由於切割、風化呈多同相軸形態，反映沖溝堆積物的復雜性。探測結果明顯反映了堆積體的順層特徵。

3.1.2滑崩堆積體精細結構特徵

為了進一步提示滑崩堆積體精細結構特徵，採用了面波探測來了解淺部的地質結構。圖5列出典型的頻散曲線及其地質解釋結果，可以看到面波勘探能夠很好地提供淺部地層細節及其速度分布資料。結果表明，滑崩堆積體內部可劃分為3層：

圖3巫山新址凈壇路—集仙路（剖面F）淺層地震勘探結果

第一層：0～3.15m，為含礫石粘土層，橫波速度330～470m/s。

第二層：3～8m，為碎石夾土層，橫波速度470～770m/s。

第三層：8～16m，為破碎岩層，橫波速度770～970m/s。

3.1.3成果解釋

滑崩堆積體埋深約40m，但是祥雲路至集仙路之間存在深達70m的凹槽。滑崩堆積體底面明顯順岩層方向，傾角達30°。在滑崩堆積體中，可細分為3層，其波速不超過1000m/s，說明其岩體完整性較差。

3.2 滑坡

滑坡勘查採用的技術方法主要是 CDP剖面法，勘查對象有巴東縣新城區黃土坡滑坡、巫山秀峰寺滑坡、重慶市萬州區關塘口滑坡、萬州區長江大橋—上沱口段庫岸滑坡等。本文僅對其中一部分有代表性的成果分述如下。

3.2.1巴東縣新城區黃土坡滑坡

（1）地震時間剖面波組特徵

巴東黃土坡滑坡共做了9條剖面，本文列舉2條剖面予以分析。從圖6(D剖面）、圖7(C剖面）中的時間剖面可以看出均存在一至二組反射波同相軸，其中T₁波組較穩定，時間在30～60ms左右，其深度為30～51m，這一層可以認為是第四系滑坡堆積體與下伏基岩的分界面，T₂波組時間在50～90ms左右，其深度為52～76m，這一層可認為是基岩風化岩層與完整基岩的分界面。從圖6(D剖面）及圖7(C剖面）可見均未發現有大的斷層形跡的顯示，但裂隙（節理）較發育，形成岩體破碎，從反射波的特徵來看，形成了雜亂弱反射或波組的錯斷標志。

圖4巫山新址祥雲路（剖面H）淺層地震勘探結果

圖5巫山新址凈壇路—集仙路面波勘探結果

圖6巴東黃土坡滑坡（D剖面）淺層地震勘探時間剖面

圖7巴東黃土坡滑坡（C₁、C₂剖面）淺層地震勘探時間剖面

（2）地質解釋

巴東黃土坡滑坡地震勘探結果基本查明了工作區內第四系鬆散堆積體的厚度及空間分布范圍、滑坡堆積體的厚度及分布范圍。推斷地質解釋圖直觀反映了基岩埋深及起伏形態，其埋藏深度分布范圍一般在50～90m左右。查明了工作區內基岩軟弱結構面的異常分布帶及位置，共解釋推斷基岩破碎帶及裂隙發育帶共計21處。

3.2.2巫山秀峰寺滑坡

（1）地震時間剖面的波組特徵

巫山秀峰寺滑坡共做了8條淺層地震剖面，本文列出其中典型的地震剖面1條見圖8，從時間剖面可以看出，均存在一至二組反射波同相軸，其中一組比較穩定，時間在50ms左右（消除地形影響後）。這一層可以認為是滑坡堆積體與下伏基岩的分界面，其深度一般為30m左右。對一些不同結構特徵的界面，如風化岩體也有所反映。時間一般為75ms左右，推斷為完整基岩與風化岩體或碎塊石層的分界面。另外，在圖8中，CDP點120～140反射波同相軸向下凹陷甚至尖滅，結合現場地質情況，這一位置為一古寺廟所處位置，在地震反射波中出現這一現象，可能是由於古代工程人工開挖造成地層波阻抗界面差異所致。

圖8巫山秀峰寺 D₃淺層地震勘探結果

（2）地質解釋

巫山秀峰寺滑坡所完成的8條淺層地震剖面，基本查明了滑坡堆積體的厚度和空間形態，推斷地質圖直觀反映了基岩的形態和覆蓋層的厚度變化。除基岩面之外，CDP剖面上還有一些同相軸，它們都是地震波地質信息的真實反映，如D₃線所反映的同相軸不連續現象與舊寺廟位置相吻合。秀峰寺滑坡的8條剖面展示了秀峰寺滑坡堆積體厚度約在25～35m之間。

3.2.3重慶萬州區長江大橋——上沱口段庫岸滑坡勘查

（1）地震剖面的波組特徵

萬州長江大橋上沱口段庫岸滑坡勘查共做了5條CDP淺地震剖面。圖9、圖10是其中兩條典型剖面，從圖7、圖8可見地震反射波的波組特徵較明顯，一般延續1～2個相位，從波的相位、能量、波形、連續性等方面來對比，其中T₁波組為第四系滑坡堆積層與下伏基岩（風化層）的分界面，該層反射波的連續性和相位特徵是分析判斷崩滑堆積層厚度變化的主要依據。T₂反射層推斷為基岩內部的反射，是推斷基岩埋深及起伏形態的主要依據，它反映了基岩風化殼及軟弱岩層的岩性橫向的變化特徵。

（2）地質解釋

長江大橋上沱口段庫岸滑坡所完成的5條淺層地震剖面，基本查明了滑坡堆積體的厚度和空間形態。推斷地質圖直觀反映第四系崩滑堆積層的厚度及分布范圍，崩滑堆積層平均厚度為3.5～9m。基本確定了工區范圍內的基岩風化殼的厚度，基岩風化殼平均厚度為14～17m左右。確定了基岩埋深及起伏形態。對工區內基岩結構面的異常分布及結構特徵也作出了相應的地質推斷與解釋，共解釋推斷基岩破碎帶及裂隙發育帶共計11處。

3.2.4重慶萬州區關塘口滑坡群和巴東縣新城址滑坡體聲波測井

重慶萬州關塘口滑坡群、巴東縣新城址滑坡體進行聲波測井勘探，旨在結合地質調查，評估劃分岩性、完整性，確定滑帶、破碎帶位置。

圖9萬州長江大橋—上沱口段庫岸（塌岸）防護工程C—C′淺層地震勘查成果

圖10萬州長江大橋—上沱口段庫岸（塌岸）防護工程D—D′淺層地震勘查成果

萬州關塘口滑坡群總計對13口鑽孔進行了觀測，巴東黃土坡滑坡對12口鑽孔進行了觀測，圖11為關塘口 ZK3典型的聲（波）速—孔深曲線，它是由原始記錄聲波波列及其提取出的聲時時差—孔深曲線和計算後繪出的聲速—孔深曲線。由此，可對基岩及上覆層的界線明確地做出劃分，同時還可看出：基岩部分聲速在3500m/s以上，裂隙發育帶聲速有所低；上部覆蓋層可分為平均聲速1800m/s、2200m/s兩層，其速度變化說明塊石與土的含量、塊石岩性、地層結構均有不同程度的變化。圖12為聲波測試曲線圖與鑽孔柱狀圖的對比圖，20.5～24m之間曲線頻率低、聲波幅度小，為岩體疏鬆的反映。鑽孔20.5～24m表明完整岩體內部存在裂隙破碎帶（見圖12）。圖13為巴東ZK1典型的聲（波）速—孔深曲線，66.0～67.5m、77.5～84.5m兩段波速值明顯增高到3800m/s，認為已進入基岩，其間所夾68.0～77.0m段，從變面積圖像看接收波形頻率變低，速度變低，認為是一層軟弱夾層，並在後期治理工程中得到了驗證。

圖11官塘口滑坡勘察ZK3聲波測井成果圖

圖12ZK7聲波測試曲線圖與鑽孔柱狀圖的對比圖

圖13巴東黃土坡ZK1孔聲波測井成果圖

萬州關塘口滑坡群的13口鑽井聲波測試結果統計出不同地層岩性的聲速平均值如表1、表2。

表1關塘口滑坡群主要岩性波速

表2黃土坡滑坡主要地層岩性波速

根據測井資料、鑽孔資料分析推斷關塘口滑坡存在一個以上的滑帶。依據測試成果，本次推斷解釋的滑帶，其位置為上部覆蓋層與下伏基岩的岩性分界部位。從測試鑽孔整體分布位置分析，滑坡體的前後緣較淺，前緣埋深為20m，後緣埋深為30m，滑坡體的中間部位埋深在55m位置。

聲波測井在劃分基岩岩性、風化破碎程度、確定破碎帶位置、基岩與覆蓋層分界面以及在覆蓋層、基岩內確定低速層等方面是一種較為有效的方法。

3.3岩溶與洞穴

3.3.1岩溶塌陷

奉節縣寶塔坪小區趙家梁子西側三萬塘溝底緩坡處，於1997年5月30日下午2:30分發生塌陷，形成長短軸20～25m，深約20m的塌陷坑。剖面呈漏斗形，體積約6000～7000m³，東北側地面裂縫離新遷移民房不足4m。塌陷引起社會各界，特別是縣委各級領導的高度重視。為進一步查明塌陷坑的深度及延伸發育情況，課題組進行了專門的調研，並運用了先進的EH—4電導率成像系統、高分辨地震勘探、高密度電阻率法、音頻大地電場法及井間地震層析成像等綜合物探。

（1)EH—4電導率成像

圖14為塌陷坑底 EH—4勘測剖面。

圖14奉節寶塔坪塌陷坑底電法勘探剖面

從圖中可以看出，完整基岩界面自坑底向下深約55m，加上坑底至地表的距離，塌陷坑底界面距地表深度約70m，同時該剖面還反映了塌陷坑南北兩側基岩風化破碎程度的差異，北側粘土層覆蓋層厚，基岩風化破碎強烈，南側有一破碎基岩段，底部邊界距地表約55m，其下可能為岩溶發育通道。此解釋結果與地震 B剖面結果是吻合的。

（2）高解析度地震勘探

圖15反映了沿寶塔坪塌陷沖溝的深部結構特徵。剖面起自塌陷坑，測線長約200m，近南北向。該區地質結構可劃分為4層：

第一層：埋深0～40m，以塊碎石夾粘土層為主。

第二層：埋深40～70mm，為破碎松動的岩體。

第三層：埋深70～100mm，為較完整的岩體。

第四層：埋深100m以下，為完整岩體。

另外從順沖溝作了兩條近東西向的橫切剖面 B、C（圖16、圖17）。探測結果表明其地層結構與圖15所揭示的類似，但是，在塌陷坑南側反射界面呈現向上彎曲的拱狀，類似繞射波的特點，且局部不連續，推斷可能為岩溶異常點。其連線方向與沖溝方向一致。發育深度 B為55～60m,C剖面為60～65m。

（3）地震波 CT剖面

為了進一步查明塌陷坑的延伸與發育情況，有針對性地布置了3條地震 CT剖面，根據地震CT成像剖面圖的波速圖像特徵、波速等值線分布結合鑽孔資料綜合分析如下（見圖18）。

圖15奉節寶塔坪 A線淺層地震勘探結果

圖16奉節寶塔坪B線淺層地震勘探結果

圖17奉節寶塔坪 C線淺層地震勘探結果

圖18奉節寶塔坪淺震1線鑽孔 CT成像圖

a.整個工作區縱波速度分布較低，均在0.8～3.8km/s之間。其上部（50～60m）碎塊石土的波速分布在0.8～1.6km/s之間，基岩部分的波速僅為2.0～3.8km/s，即為鑽孔所揭露的破碎岩體段。

b.CT成像的速度分布呈現不均一狀，說明工作區基岩部分的節理裂隙發育，岩體破碎。上部碎塊石土堆積形態不一，結構復雜。

c.由圖18可以看到一系列由 NW向 SE傾的界面特徵，推測為地層產狀或岩性接觸面。這一點與淺震B、C剖面（圖16、圖17）解釋結果相一致。

綜上所述，寶塔坪趙家梁子塌陷坑附近，在CT剖面所處位置，基岩部分未發現較大的溶洞。但是高分辨地震與音頻大地電場顯示的結果都表明，在塌陷坑的下遊方向，順溝發育有一SN向構造破碎異常帶，形成地下水通道，對地層介質起到溶蝕、遷移作用，其深度在50～60m。3.3.2 溶洞

為配合「重慶巫山新城地質災害防治與利用示範研究」專題中有關淺部岩溶發育狀況研究，在巫山新城周家包統建房基礎作了三對地震波CT。圖19為巫山縣周家包ZB5—ZB6鑽孔CT成像圖。其速度分布在0.71～3.40km/s之間，與完整灰岩相比偏低，淺部岩溶極為發育。310m高程以下岩體相對完整，但其波速依然不高，推斷解釋為裂隙或小溶洞較多，尤其是ZB5—ZB6剖面的底部有一直徑3m左右的紅色區域，推斷為溶洞。從ZB5孔310m高程至ZB6孔280m高程有6個串珠狀分布的相對獨立閉合的紅色區域推斷為受構造影響形成的溶洞。

圖19巫山縣周家包ZB5—ZB6鑽孔CT成像圖

4結束語

地質災害受天然和人為的多種復雜因素影響和控制，其分布、形成、發生、發展和變化都十分復雜，特別是在三峽庫區，地質地理條件復雜、地質災害繁多、分布廣、發生頻繁。單純藉助傳統地質技術方法已不能完成勘查、監測、預報和防治的任務，新技術方法是改善常規地質勘查方法、實現地質工作現代化的有力武器，是地質工作取得新進展和突破的有力手段。在此次三峽庫區移民遷建的整個過程中，由於地質問題的復雜性，給移民遷建帶來了巨大的壓力，也為勘查新技術的應用提供了一個廣闊的用武之地。

在庫區地質災害勘查防治與合理開發利用的全過程中，地球物理勘查得到了較為廣泛的應用。尤其在地質災害調查中，勘查新技術的應用無論從涉及的地質災害類型、選擇的方法種類及其適宜性和投入的工作都是前所未有的，所取得的成果也是多方面的、突出的，歷年來我所採用先進的CT層析成像、淺層地震探測、面波勘探、高密度映像、聲波探測、EH—4等方法，對三峽庫區岩溶分布規律、塌陷坑、滑坡體結構、人防工程分布等進行了示範研究，為地質災害的預防提供了科學的依據，具有重要的實用價值與指導意義。然而由於物探方法理論基礎所決定的地質解釋多解性的局限，以及三峽庫區復雜的地質條件、惡劣的工作環境，某些物探工作成果中往往不免存在一些差強人意之處。這要求我們以鍥而不舍的精神，通過合理有效地利用地球物理勘探新技術（包括根據不同的地質條件和目的，正確地選擇物探方法及其最佳組合形式）對現有物探方法的工作布置方式、數據採集和解釋處理方法提出改進，以適應三峽庫區特殊的工作環境。

『叄』 EMI接收機 與 頻譜分析儀 有什麼區別

選擇時，採用如下方法：用一個點頻脈沖調制渣培信號源，設置為0dbm，脈寬為1ms/10ms，此時把emi測試接收機和頻譜分析儀設置為中心頻飢梁升率為1mhz，rbw為9khz，檢波器為qp（測量時間為1s），這時會看爛老到明顯的差異。

『肆』 什麼是EDAEMA/EMI是什麼TOPEDA是什麼

它超越文電鑒別和數字簽名來對電子表格或信息的接受者提供保證。其發送者具有特許權或適當的費用限制來簽署和發送文件。EDA技術是在電子CAD技術基礎上發展起來的計算機軟體系統，是指以計算機為工作平台，融合了應用電子技術、計算機技術、信息處理及智能化技術的最新成果，進行電子產品的自動設計。
利用EDA工具，電子設計師可以從概念、演算法、協議等開始設計電子系統，大量工作可以通過計算機完成，並可以將電子產品從電路設計、性能分析到設計出IC版圖或PCB版圖的整個過程的計算機上自動處理完成。
現在對EDA的概念或范疇用得很寬。包括在機械、電子、通信、航空航天、化工、礦產、生物、醫學、軍事等各個領域，都有EDA的應用。目前EDA技術已在各大公司、企事業單位和科研教學部門廣泛使用。例如在飛機製造過程中，從設計、性能測試及特性分析直到飛行模擬，都可能涉及到EDA技術。本文所指的EDA技術，主要針對電子電路設計、PCB設計和IC設計。
EDA設計可分為系統級、電路級和物理實現級。
EDA常用軟體：EDA工具層出不窮，目前進入我國並具有廣泛影響的EDA軟體有：multiSIM7(原EWB的最新版本)、PSPICE、OrCAD、PCAD、Protel、Viewlogic、Mentor、Graphics、Synopsys、LSIIogic、Cadence、MicroSim等等。這些工具都有較強的功能，一般可用於幾個方面，例如很多軟體都可以進行電路設計與模擬，同進還可以進行PCB自動布局布線，可輸出多種網表文件與喊此第三方軟體介面。
EDA主要應用於電子電路原理圖的設計.電路板的設計和繪制以及電子電路邏輯分析和模擬等.PROTEL 99 SE是一個基於WINDOWS平台地32位EDA設計系統,他具有豐富多樣的編輯功能、強大便捷的自動化設計能力 、完善有效的檢測工具、靈活有序的設計管理手段,提供了極其豐富的原理圖元件庫,PCB元器件庫以及出色的在線庫編輯和庫管理,良好的開放性她可以兼容多種格式的設計文件.使用戶可以輕松的控制電子線路設計的全過程 叫EDA。
TOPEDA開發中心是廣州拓創科技有限公司旗下的關鍵技術研發中心,始終以尖端科技為本中心發展的核心引擎，為客戶提供先進的嵌入式技術解決方案，使客戶產品增加了市場競爭力。
我司與華南鏈擾理工大學等多所高校進行了緊密的技術交流與合作，時刻跟蹤最新的技術發展動態，公司擁有由多名博士、碩士研究生為主的經驗豐富的研發人員和先進的項目開發設備，可完成各種單片機/ARM/FPGA/DSP硬棚滲旦件系統以及計算機軟體系統的開發和設計，在嵌入式系統開發領域擁有處於業內領先地位的新技術、新產品。

『伍』 EMI共模電感一般是什麼材質

共模電感常見的磁芯材質有錳芯、鎳芯、鐵粉芯這三種。這其中，鎳芯材質的特點是它的阻抗可以做的比較大，非常適合用於EMI使用。

磁芯材質的確對EMI的影響很大，根據多年經驗，一般採用知名品牌的磁芯材料EMI的效果相對來說會好很多。主要是由於品牌磁芯的晌洞質量相對來說更穩定，一致性更好。當然，具體案例還需具體分析。

『陸』 如何解決電磁干擾（EMI / RFI）/射頻干擾

電磁干擾EMI中電子設備產生的干擾信號是通過導線或公共電源線進行傳輸，互相產生干擾稱為傳導干擾。傳導干擾給不少電子工程師帶來困惑，如何解決傳導干擾？找對方法，你會發現，傳導干擾其實很容易解決，只要增加電源輸入電路中 EMC 濾波器的節數，並適當調整每節濾波器的參數，基本上都能滿足要求，第七屆電路保護與電磁兼容研討會主辦方總結八大對策，以解決對付傳導干擾難題。


對策一：盡量減少每個迴路的有效面積

『柒』 脈沖頻率調制開關穩壓器電路分析

V4V5組成無賀手穩態多諧振盪器。

無穩態即指它不能穩定在某種狀態，會不斷的發生唯拍漏改變。兩個管輪流導通截止。

多諧指輸出的波形不是正弦波，有很多諧波成分。

比多諧振盪器並不完全對稱，所以輸出的波形是不對稱的。V4的導通時間由R8、R5和V3的集電極電壓決定。

V2是一個射極跟隨器（跟隨輸出電壓），把輸出的電源電壓反饋到V3的發射級，由V3放大後控制V4的導通時間。

V4導通V5截止，V4截止V5導通。

V5截止時，V1導通，通過V5的截止時間控制V1的導通時間。V1導通時間越長，輸出電壓越高。

V1輸出的電壓經L1和C1濾波變成穩定的直流電源輸出。

VD4是增強二極體，防止L1在V1截止時產生的高反壓擊穿V1發射極基極。

VD1是泄流二極體，防止L1產生的感應電流損壞V1。

此電路主要工作在開關狀態，所以比較容易分析。

V2V3是射極偶合放大電路，VD2為指爛V3基極提供更穩定一點的電位，增強R4的偶合效率。

VD3為振盪器和放大取樣電路提供相對穩定一點的工作電壓。

R1R2是V2的基極偏置電路，同時也是輸出電源的取樣電路。

『捌』 電腦機箱漏電的原因及解決方法

電腦機箱是計算機不可缺少的配件，它起著固定、保護電腦各個部件的作用，此外，電腦機箱具有電磁輻射的屏蔽的重要作用。由於電腦機箱木有CPU、顯卡、主板等配件發展快，所以在組裝電腦中一直不被列為重點考慮對象。但是機箱也並不是毫無作用，一些用戶買了雜牌機箱後，因為主板和電腦機箱形成迴路，導致短路，使系統變得很不穩定。下面是我為大家帶來的電腦機箱漏電的原因及解決方法，歡迎閱讀。

電腦機箱漏電產生的原因分析

在國家3C認證的電腦電源中，220V交流輸入線都是採用三根線供電的，分別為火線 (L)、零線(N)和地線(E)。由於3C標准規定，通過3C的電腦電源都必須加入EMI濾波電路，以濾除電網中高頻脈沖對電源的干擾，同時也起到濾除電源自身對外界產。220V交流電，經火線和零線輸入到電腦電源的EMI濾波電路中，電容之間的聯接點通過螺絲釘與電源的外殼連在一起的，並且電腦電源的外殼與接地線連在一起，當沒有接地線時(只有二線供電時)，因電容的串聯分壓作用，使電壓為110V(理論值是輸入電壓220V的一半)，這么高的電壓，由於電腦的機箱、主板的地線和電源外殼都是連接在一起的，此時就會導致電腦機箱漏電，但是由於電容容量很小(200W的電源通常使用3300pF，300W的電源通常使用4700pF)，因此通過的「漏電流」很小，不會對人體造成「電擊」的危險，但會有「電擊」的感覺，「電擊」感覺的強度會因電源功率不同而感覺不一樣，通常300W的電源，因為電容容量是4700pF的'，「漏電流」比200W使用的3300pF會大一些，「電擊」感覺會強一些，這就是為什麼用戶會感到有些電源機箱漏電會強些，有些電源機箱漏電會弱些的原因。 由上面估算可見，EMI濾波電容產生的「漏電流」在零點幾個毫安級，因此電流很小，不會對人體產生危險。

電腦電源漏電的解決方法。

我們分析了上面電腦電源漏電現象。3C電源都會有「漏電」現象，不小心碰到機箱金屬部分時，還會有「電擊」的感覺，許多用戶還是不放心，下面介紹2種方法，消除這種電腦機箱故障現象。

①最好的方法是採用三線供電，使一線有良好的接地，電腦電源的外殼和ATX機箱就不會帶「電」了。(此法推薦使用)

②對於因各種原因無法使用三線供電的用戶，用戶可以自做一根地線，將一根一尺長鐵線插入比較潮濕的土地中，用導線將鐵線與電腦機箱的金屬鋼板連接起來。

如果前面兩種方法都做不到的用戶，就不用去理會這個漏電流了，因為它對人體不會造成危險，有些用戶用一根導線將電腦機箱與家中的自來水管連接起來，此法雖然可以解決漏電流問題，但是更不安全，因為自來水管的接地效果不穩定，萬一電腦真的漏電時，就會很危險，不推薦這樣的做法。

③由於電腦機箱內某根線與機箱搭在一起，這個問題很麻煩，大概要把機箱里的東西全拆了再重新裝排除故障。或者是機箱電源線質量問題。

『玖』 第一次做一電路，請大家給我點指導

可查查遙控車電原理圖，或拆一個看看。
PCB布線
在PCB設計中，布線是完成產品設計的重要步驟，可以說前面的准備工作都是為它而做的， 在整個PCB中，以布線的設計過程限定最高，技巧最細、工作量最大。PCB布線有單面布線、 雙面布線及多層布線。布線的方式也有兩種：自動布線及互動式布線，在自動布線之前， 可以用互動式預先對要求比較嚴格的線進行布線，輸入端與輸出端的邊線應避免相鄰平行， 以免產生反射干擾。必要時應加地線隔離，兩相鄰層的布線要互相垂直，平行容易產生寄生耦合。
自動布線的布通率，依賴於良好的布局，布線規則可以預先設定， 包括走線的彎曲次數、導通孔的數目、步進的數目等。一般先進行探索式布經線，快速地把短線連通， 然後進行迷宮式布線，先把要布的連線進行全局的布線路徑優化，它可以根據需要斷開已布的線。 並試著重新再布線，以改進總體效果。
對目前高密度的PCB設計已感覺到貫通孔不太適應了， 它浪費了許多寶貴的布線通道，為解決這一矛盾，出現了盲孔和埋孔技術，它不僅完成了導通孔的作用， 還省出許多布線通道使布線過程完成得更加衫做方便，更加流暢，更為完善，PCB 板的設計過程是一個復雜而又簡單的過程，要想很好地掌握它，還需廣大電子工程設計人員去自已體會， 才能得到其中的真諦。

1 電源、地線的處理
既使在整個PCB板中的布線完成得都很好，但由於電源、 地線的考慮不周到而引起的干擾，會使產品的性能下降，有時甚至影響到產品的成功率。所以對電、 地線的布線要認真對待，把電、地線所產生的噪音干擾降到最低限度，以保證產品的質量。
對每個從事電子產品設計的工程人員來說都明白地線與電源線之間噪音所產生的原因， 現只對降低式抑制噪音作以表述：
（1）、眾所周知的是在電源、地線之間加上去耦電容。
（2）、盡量加寬電源、地線寬度，最好是地線比電源線寬，它們的關系是：地線＞電源線＞信號線，通常信號線寬為：0.2～0.3mm,最經細寬度可達0.05～0.07mm,電源線為1.2～2.5 mm
對數字電路的PCB可用寬的地導線組成一個迴路, 即構成一個地網來使用(模擬電路的地不能這樣使用)
（3）、用大面積銅層作地線用,在印製板上把沒被用上的地方都與地相連接作為地線用。或是做成多層板，電源，地線各佔用一層。

2 數字電路與模擬電路的共地處理
現在有許多PCB不再是單一功能電路（數字或模擬電路），而是由數字電路和模擬電路混合構成的。因此在布線時就需要考慮它們之間互相干擾問題，特別是地線上的噪音干擾。
數字電路的頻率高，模擬電路的敏感度強，對信號線來說，高頻的信號線盡可能遠離敏感的模擬電路器件，對地線來說，整人PCB對外界只有一個結點，所以必須在PCB內部進行處理數、模共地的斗肆問題，而在板內部數字地和模擬地實際上是分開的它們之間互不相連，只是在PCB與外界連接的介面處（如插頭等）。數字地與模擬地有一點短接，請注意，只有一個連接點。也有在PCB上不共地的，這由系統設計來決定。

3 信號線布在電（地）層上
在多層印製板布線時，由於在信號線層沒有布完的線剩下已經不多，再多加層數就會造成浪費也會給生產增加一定的工作量，成本也相應增加了，為解決這個矛盾，可以考慮在電（地）層上進行布線。首先應考慮用電源層，其次才是地層。因為最好是保留地層的完整性。

4 大面積導體中連接腿的處理
在大面積的接地（電）中，常用元器件的腿與其連接，對連接腿的處理需要進行綜合的考慮，就電氣性能而言，元件腿的焊盤與銅面滿接為好，但對元件的焊接裝配就存在一些不良隱患如：①焊接需要大功率加熱器。②容易造成虛焊點。所以兼顧電氣性能與工藝需要，做成十字花焊盤，稱之為熱隔離（heat shield）俗稱熱焊盤（Thermal），這樣，可使在焊接時因截面過分散熱而產生虛焊點的可能性大大減少。多層板的接電（地）層腿的處理相同。

5 布線中網路系統的作用
在許多CAD系統中，布線是依據網路系統決定的。網格過密，通路雖然有所增加，但步進太小，圖場的數據量過大，這必然對設備的存貯空間有更高的要求，同時也對象計算機類電子產品的運算速度有極大的影響。而有些通路是無效的，如被元件腿的焊盤佔用的或被安裝孔、定們孔所佔用的等。網格過疏，通路太少對布通率的影響極大。所以要有一個疏密合理的網格系統來支持布線的空塌轎進行。
標准元器件兩腿之間的距離為0.1英寸(2.54mm),所以網格系統的基礎一般就定為0.1英寸(2.54 mm)或小於0.1英寸的整倍數，如：0.05英寸、0.025英寸、0.02英寸等。

6 設計規則檢查（DRC）
布線設計完成後，需認真檢查布線設計是否符合設計者所制定的規則，同時也需確認所制定的規則是否符合印製板生產工藝的需求，一般檢查有如下幾個方面：

（1）、線與線，線與元件焊盤，線與貫通孔，元件焊盤與貫通孔，貫通孔與貫通孔之間的距離是否合理，是否滿足生產要求。
（2）、電源線和地線的寬度是否合適，電源與地線之間是否緊耦合（低的波阻抗）？在PCB中是否還有能讓地線加寬的地方。
（3）、對於關鍵的信號線是否採取了最佳措施，如長度最短，加保護線，輸入線及輸出線被明顯地分開。
（4）、模擬電路和數字電路部分，是否有各自獨立的地線。
（5）後加在PCB中的圖形（如圖標、注標）是否會造成信號短路。
（6）對一些不理想的線形進行修改。
（7）、在PCB上是否加有工藝線？阻焊是否符合生產工藝的要求，阻焊尺寸是否合適，字元標志是否壓在器件焊盤上，以免影響電裝質量。
（8）、多層板中的電源地層的外框邊緣是否縮小，如電源地層的銅箔露出板外容易造成短路。

第二篇 PCB布局
在設計中，布局是一個重要的環節。布局結果的好壞將直接影響布線的效果，因此可以這樣認為，合理的布局是PCB設計成功的第一步。
布局的方式分兩種，一種是互動式布局，另一種是自動布局，一般是在自動布局的基礎上用互動式布局進行調整，在布局時還可根據走線的情況對門電路進行再分配，將兩個門電路進行交換，使其成為便於布線的最佳布局。在布局完成後，還可對設計文件及有關信息進行返回標注於原理圖，使得PCB板中的有關信息與原理圖相一致，以便在今後的建檔、更改設計能同步起來, 同時對模擬的有關信息進行更新，使得能對電路的電氣性能及功能進行板級驗證。

--考慮整體美觀
一個產品的成功與否，一是要注重內在質量，二是兼顧整體的美觀，兩者都較完美才能認為該產品是成功的。
在一個PCB板上，元件的布局要求要均衡，疏密有序，不能頭重腳輕或一頭沉。

--布局的檢查
印製板尺寸是否與加工圖紙尺寸相符？能否符合PCB製造工藝要求？有無定位標記？
元件在二維、三維空間上有無沖突？
元件布局是否疏密有序，排列整齊？是否全部布完？
需經常更換的元件能否方便的更換？插件板插入設備是否方便？
熱敏元件與發熱元件之間是否有適當的距離？
調整可調元件是否方便？
在需要散熱的地方，裝了散熱器沒有？空氣流是否通暢？
信號流程是否順暢且互連最短？
插頭、插座等與機械設計是否矛盾？
線路的干擾問題是否有所考慮？

第三篇 高速PCB設計
（一）、電子系統設計所面臨的挑戰

隨著系統設計復雜性和集成度的大規模提高，電子系統設計師們正在從事100MHZ以上的電路設計，匯流排的工作頻率也已經達到或者超過50MHZ，有的甚至超過100MHZ。目前約50% 的設計的時鍾頻率超過50MHz，將近20% 的設計主頻超過120MHz。
當系統工作在50MHz時，將產生傳輸線效應和信號的完整性問題；而當系統時鍾達到120MHz時，除非使用高速電路設計知識，否則基於傳統方法設計的PCB將無法工作。因此，高速電路設計技術已經成為電子系統設計師必須採取的設計手段。只有通過使用高速電路設計師的設計技術，才能實現設計過程的可控性。

（二）、什麼是高速電路

通常認為如果數字邏輯電路的頻率達到或者超過45MHZ~50MHZ，而且工作在這個頻率之上的電路已經佔到了整個電子系統一定的份量（比如說1／3），就稱為高速電路。
實際上，信號邊沿的諧波頻率比信號本身的頻率高，是信號快速變化的上升沿與下降沿（或稱信號的跳變）引發了信號傳輸的非預期結果。因此，通常約定如果線傳播延時大於1/2數字信號驅動端的上升時間，則認為此類信號是高速信號並產生傳輸線效應。
信號的傳遞發生在信號狀態改變的瞬間，如上升或下降時間。信號從驅動端到接收端經過一段固定的時間，如果傳輸時間小於1/2的上升或下降時間，那麼來自接收端的反射信號將在信號改變狀態之前到達驅動端。反之，反射信號將在信號改變狀態之後到達驅動端。如果反射信號很強，疊加的波形就有可能會改變邏輯狀態。

（三）、高速信號的確定

上面我們定義了傳輸線效應發生的前提條件，但是如何得知線延時是否大於1/2驅動端的信號上升時間？ 一般地，信號上升時間的典型值可通過器件手冊給出，而信號的傳播時間在PCB設計中由實際布線長度決定。下圖為信號上升時間和允許的布線長度(延時)的對應關系。
PCB 板上每單位英寸的延時為 0.167ns.。但是，如果過孔多，器件管腳多，網線上設置的約束多，延時將增大。通常高速邏輯器件的信號上升時間大約為0.2ns。如果板上有GaAs晶元，則最大布線長度為7.62mm。
設Tr 為信號上升時間， Tpd 為信號線傳播延時。如果Tr≥4Tpd，信號落在安全區域。如果2Tpd≥Tr≥4Tpd，信號落在不確定區域。如果Tr≤2Tpd，信號落在問題區域。對於落在不確定區域及問題區域的信號，應該使用高速布線方法。

（四）、什麼是傳輸線

PCB板上的走線可等效為下圖所示的串聯和並聯的電容、電阻和電感結構。串聯電阻的典型值0.25-0.55 ohms/foot，因為絕緣層的緣故，並聯電阻阻值通常很高。將寄生電阻、電容和電感加到實際的PCB連線中之後，連線上的最終阻抗稱為特徵阻抗Zo。線徑越寬，距電源/地越近，或隔離層的介電常數越高，特徵阻抗就越小。如果傳輸線和接收端的阻抗不匹配，那麼輸出的電流信號和信號最終的穩定狀態將不同，這就引起信號在接收端產生反射，這個反射信號將傳回信號發射端並再次反射回來。隨著能量的減弱反射信號的幅度將減小，直到信號的電壓和電流達到穩定。這種效應被稱為振盪，信號的振盪在信號的上升沿和下降沿經常可以看到。

（五）、傳輸線效應

基於上述定義的傳輸線模型，歸納起來，傳輸線會對整個電路設計帶來以下效應。
• 反射信號Reflected signals
• 延時和時序錯誤Delay & Timing errors
• 多次跨越邏輯電平門限錯誤False Switching
• 過沖與下沖Overshoot/Undershoot
• 串擾Inced Noise (or crosstalk)
• 電磁輻射EMI radiation

5.1 反射信號
如果一根走線沒有被正確終結(終端匹配)，那麼來自於驅動端的信號脈沖在接收端被反射，從而引發不預期效應，使信號輪廓失真。當失真變形非常顯著時可導致多種錯誤，引起設計失敗。同時，失真變形的信號對雜訊的敏感性增加了，也會引起設計失敗。如果上述情況沒有被足夠考慮，EMI將顯著增加，這就不單單影響自身設計結果，還會造成整個系統的失敗。
反射信號產生的主要原因：過長的走線；未被匹配終結的傳輸線，過量電容或電感以及阻抗失配。

5.2 延時和時序錯誤
信號延時和時序錯誤表現為：信號在邏輯電平的高與低門限之間變化時保持一段時間信號不跳變。過多的信號延時可能導致時序錯誤和器件功能的混亂。
通常在有多個接收端時會出現問題。電路設計師必須確定最壞情況下的時間延時以確保設計的正確性。信號延時產生的原因：驅動過載，走線過長。

5.3 多次跨越邏輯電平門限錯誤
信號在跳變的過程中可能多次跨越邏輯電平門限從而導致這一類型的錯誤。多次跨越邏輯電平門限錯誤是信號振盪的一種特殊的形式，即信號的振盪發生在邏輯電平門限附近，多次跨越邏輯電平門限會導致邏輯功能紊亂。反射信號產生的原因：過長的走線，未被終結的傳輸線，過量電容或電感以及阻抗失配。

5.4 過沖與下沖
過沖與下沖來源於走線過長或者信號變化太快兩方面的原因。雖然大多數元件接收端有輸入保護二極體保護，但有時這些過沖電平會遠遠超過元件電源電壓范圍，損壞元器件。

5.5 串擾
串擾表現為在一根信號線上有信號通過時，在PCB板上與之相鄰的信號線上就會感應出相關的信號，我們稱之為串擾。
信號線距離地線越近，線間距越大，產生的串擾信號越小。非同步信號和時鍾信號更容易產生串擾。因此解串擾的方法是移開發生串擾的信號或屏蔽被嚴重干擾的信號。
5.6 電磁輻射
EMI(Electro-Magnetic Interference)即電磁干擾，產生的問題包含過量的電磁輻射及對電磁輻射的敏感性兩方面。EMI表現為當數字系統加電運行時，會對周圍環境輻射電磁波，從而干擾周圍環境中電子設備的正常工作。它產生的主要原因是電路工作頻率太高以及布局布線不合理。目前已有進行 EMI模擬的軟體工具，但EMI模擬器都很昂貴，模擬參數和邊界條件設置又很困難，這將直接影響模擬結果的准確性和實用性。最通常的做法是將控制EMI的各項設計規則應用在設計的每一環節，實現在設計各環節上的規則驅動和控制。

（六）、避免傳輸線效應的方法
針對上述傳輸線問題所引入的影響，我們從以下幾方面談談控制這些影響的方法。

6.1 嚴格控制關鍵網線的走線長度
如果設計中有高速跳變的邊沿，就必須考慮到在PCB板上存在傳輸線效應的問題。現在普遍使用的很高時鍾頻率的快速集成電路晶元更是存在這樣的問題。解決這個問題有一些基本原則：如果採用CMOS或TTL電路進行設計，工作頻率小於10MHz，布線長度應不大於7英寸。工作頻率在50MHz布線長度應不大於1.5英寸。如果工作頻率達到或超過75MHz布線長度應在1英寸。對於GaAs晶元最大的布線長度應為0.3英寸。如果超過這個標准，就存在傳輸線的問題。

6.2 合理規劃走線的拓撲結構
解決傳輸線效應的另一個方法是選擇正確的布線路徑和終端拓撲結構。走線的拓撲結構是指一根網線的布線順序及布線結構。當使用高速邏輯器件時，除非走線分支長度保持很短，否則邊沿快速變化的信號將被信號主幹走線上的分支走線所扭曲。通常情形下，PCB走線採用兩種基本拓撲結構，即菊花鏈(Daisy Chain)布線和星形(Star)分布。
對於菊花鏈布線，布線從驅動端開始，依次到達各接收端。如果使用串聯電阻來改變信號特性，串聯電阻的位置應該緊靠驅動端。在控制走線的高次諧波干擾方面，菊花鏈走線效果最好。但這種走線方式布通率最低，不容易100%布通。實際設計中，我們是使菊花鏈布線中分支長度盡可能短，安全的長度值應該是：Stub Delay <= Trt *0.1.
例如，高速TTL電路中的分支端長度應小於1.5英寸。這種拓撲結構佔用的布線空間較小並可用單一電阻匹配終結。但是這種走線結構使得在不同的信號接收端信號的接收是不同步的。
星形拓撲結構可以有效的避免時鍾信號的不同步問題，但在密度很高的PCB板上手工完成布線十分困難。採用自動布線器是完成星型布線的最好的方法。每條分支上都需要終端電阻。終端電阻的阻值應和連線的特徵阻抗相匹配。這可通過手工計算，也可通過CAD工具計算出特徵阻抗值和終端匹配電阻值。

在上面的兩個例子中使用了簡單的終端電阻，實際中可選擇使用更復雜的匹配終端。第一種選擇是RC匹配終端。RC匹配終端可以減少功率消耗，但只能使用於信號工作比較穩定的情況。這種方式最適合於對時鍾線信號進行匹配處理。其缺點是RC匹配終端中的電容可能影響信號的形狀和傳播速度。
串聯電阻匹配終端不會產生額外的功率消耗，但會減慢信號的傳輸。這種方式用於時間延遲影響不大的匯流排驅動電路。 串聯電阻匹配終端的優勢還在於可以減少板上器件的使用數量和連線密度。
最後一種方式為分離匹配終端，這種方式匹配元件需要放置在接收端附近。其優點是不會拉低信號，並且可以很好的避免雜訊。典型的用於TTL輸入信號(ACT, HCT, FAST)。
此外，對於終端匹配電阻的封裝型式和安裝型式也必須考慮。通常SMD表面貼裝電阻比通孔元件具有較低的電感，所以SMD封裝元件成為首選。如果選擇普通直插電阻也有兩種安裝方式可選：垂直方式和水平方式。
垂直安裝方式中電阻的一條安裝管腳很短，可以減少電阻和電路板間的熱阻，使電阻的熱量更加容易散發到空氣中。但較長的垂直安裝會增加電阻的電感。水平安裝方式因安裝較低有更低的電感。但過熱的電阻會出現漂移，在最壞的情況下電阻成為開路，造成PCB走線終結匹配失效，成為潛在的失敗因素。

6.3 抑止電磁干擾的方法
很好地解決信號完整性問題將改善PCB板的電磁兼容性(EMC)。其中非常重要的是保證PCB板有很好的接地。對復雜的設計採用一個信號層配一個地線層是十分有效的方法。此外，使電路板的最外層信號的密度最小也是減少電磁輻射的好方法，這種方法可採用"表面積層"技術"Build-up"設計製做PCB來實現。表面積層通過在普通工藝 PCB 上增加薄絕緣層和用於貫穿這些層的微孔的組合來實現 ，電阻和電容可埋在表層下，單位面積上的走線密度會增加近一倍，因而可降低 PCB的體積。PCB 面積的縮小對走線的拓撲結構有巨大的影響，這意味著縮小的電流迴路，縮小的分支走線長度，而電磁輻射近似正比於電流迴路的面積；同時小體積特徵意味著高密度引腳封裝器件可以被使用，這又使得連線長度下降，從而電流迴路減小，提高電磁兼容特性。

6.4 其它可採用技術
為減小集成電路晶元電源上的電壓瞬時過沖，應該為集成電路晶元添加去耦電容。這可以有效去除電源上的毛刺的影響並減少在印製板上的電源環路的輻射。
當去耦電容直接連接在集成電路的電源管腿上而不是連接在電源層上時，其平滑毛刺的效果最好。這就是為什麼有一些器件插座上帶有去耦電容，而有的器件要求去耦電容距器件的距離要足夠的小。
任何高速和高功耗的器件應盡量放置在一起以減少電源電壓瞬時過沖。
如果沒有電源層，那麼長的電源連線會在信號和迴路間形成環路，成為輻射源和易感應電路。
走線構成一個不穿過同一網線或其它走線的環路的情況稱為開環。如果環路穿過同一網線其它走線則構成閉環。兩種情況都會形成天線效應(線天線和環形天線)。天線對外產生EMI輻射，同時自身也是敏感電路。閉環是一個必須考慮的問題，因為它產生的輻射與閉環面積近似成正比。

結束語
高速電路設計是一個非常復雜的設計過程，ZUKEN公司的高速電路布線演算法(Route Editor)和EMC/EMI分析軟體(INCASES,Hot-Stage)應用於分析和發現問題。本文所闡述的方法就是專門針對解決這些高速電路設計問題的。此外，在進行高速電路設計時有多個因素需要加以考慮，這些因素有時互相對立。如高速器件布局時位置靠近，雖可以減少延時，但可能產生串擾和顯著的熱效應。因此在設計中，需權衡各因素，做出全面的折衷考慮；既滿足設計要求，又降低設計復雜度。高速PCB設計手段的採用構成了設計過程的可控性，只有可控的，才是可靠的，也才能是成功的
電路板的印製：
熱轉印法：
硬 件：

1：一台用於產生高精度塑料碳粉阻焊層的列印輸出設備，比如一台激光列印機或者一台復印機（復印機的話需要有復印原稿，原稿可以用噴墨列印機列印出來）。

2：一個能用的電熨斗。

3：一張不幹膠貼紙的光滑底襯紙。

4：一定量的三氯化鐵腐蝕液，根據板的大小而定。補充，有個量程在0～200度的數字溫度計的話更好，高檔數字萬用表附帶的也行。

軟 件：低版本的PROTEL，比如PROTEL2.5中文版高版本的PROTEL，比如PROTEL99SE中文版甚至只是一個WIN自帶的畫圖程序總之就是要一個能畫圖的軟體即可 步驟：

第一步：利用一個能生成圖像的軟體生成一些圖像文件，比如用低版本PROTEL組織SCH，再利用網路表生成相應PCB圖,或用PowerPCB直接畫PCB圖（不會PROTEL、PowerPCB的話，甚至是WINDOWS的畫筆程序也行），以備列印。

第二步：將PCB圖列印到熱轉印紙上（JS所說的熱轉印紙就是不幹膠紙的黃色底襯！）。

第三步：將列印好PCB的轉印紙平鋪在覆銅板上，准備轉印。

第四步：用電熨斗加溫（要很熱）將轉印紙上黑色塑料粉壓在覆銅板上形成高精度的抗腐層。

第五步：電熨斗加溫加壓成功轉印後的效果！若你經常搞，熟練了，很容易成功。

第六步：准備好三氯化鐵溶液進行腐蝕。

第七步：效果還不錯吧！注意不要腐蝕過度，腐蝕結束，准備焊接。

第八步：將焊盤銑刀裝到台鑽上，清理出焊盤部分，剩下的部分用於阻焊。

第九步：安裝所需預定原件並焊接好。

注 意:
1：不要使電熨斗過熱或者過涼，最佳溫度是140～170之間，在這個溫度范圍以內，塑料碳粉的轉移特性最佳

2：要等溫度低一些以後再將轉印紙揭下來，慢慢的揭，發現又沒轉印好的部分請再蓋上

再次加溫加壓進行熱轉移。

3：一些實在有問題的部分（比如斷線）請用油性碳素筆或者指甲油，油漆什麼的進行補救一下不過這種情況不是很多

『拾』 什麼是准峰值，一般測EMI為什麼要測准峰值和平均值

准峰值（QP），所表現的是測量信號能量的大小。由於准峰值檢波器的充電時間要比放電時間快得多，因此信號的重復頻率越高，得出的准峰值也就越高。（在GB9254-1998中提到過在測量接收機上所示的讀數在限值附近波動時，則讀數的觀察時間應不少於15s，記錄最高讀數，而孤立的瞬間高值忽略不記。）准峰值檢波器還能以線性方式對不同幅度的信號起響應。這樣，准峰值既可以反映信號的幅度，也能反映出信號的時間分布。 QP值是一種測量方法： 在該測量過程中，隨著構成信號的光譜成分的重復出現，信號增多，也就是說QP值的測量結果取決於信號重復出現的頻率，根據它們的重復出現頻率，信號主要有兩種，一種為寬頻信號，友態另一種是窄帶信號，窄帶信號是一種可以被光譜公析儀所分解的信號，不間斷波信號就是一種頻率固定不變的窄帶信號，寬頻信號是一種不能被光譜分析儀分解的信號。 如果是窄帶信號，在Peak值，QP值以及平均值的測量中會產生相同的振幅，如果是寬頻信號，測量出的QP值就小於Peak值，信號的增加量（可以通過QP值的測量電路中具體的充放電時間常量來解釋）是被測信號的重復出現頻率的函數信號的重復出現頻率越低QP什就越小。 由於QP值測量儀會用到充放電時間常量，因此當QP值測量儀接通時，光譜分析儀就必須減慢其掃描的速度，由於信號QP值總是小於或等於其Peak值，所以只有當信號的Peak值接近或超過測試限值時才有必要測量它的QP值。 採用准峰值檢波是民用電磁騷擾發射測試特點，由於民用的電磁兼容產品族標准都是從CISPR標准轉化過來的，這些標准都是為了保證通信和廣播的暢通而編制的，因此騷擾對通信和廣播的影響最終是有人的主觀聽覺效果來判斷，平均值檢波和峰值檢波都不足以描述脈沖的幅度，寬度和頻度對視覺造成的影響，而必須用准峰值檢波，只有準峰值檢波才比較符合人耳對聲音的反應規律幾種檢波方式的各自特點： 1. 平均值檢波：其最大特點是檢波器的充放電時間常數相同沖虛，特別適用於對連續波的測量 2. 峰值檢波：它的充電時間常數很小，即使是很窄的脈沖也能很快充電到穩定值，當中頻信號消失後，由於電路的放電時間常數很大，檢波的輸出電壓可在很長一段時間內保持在峰值上峰值檢波的特點首先在軍用設備的騷擾發射試驗中被優先採用，因為好多軍用裝備只要單次脈沖的激勵就可以造成爆炸或數字設備的誤動作，而無需像音響設備那樣講究時間的積累 3. 准峰值檢波：這種檢波器的沖放點時間常數介於平均值於峰值好判源之間，在測量周期內的檢波器輸出既與脈沖幅度有關，又與脈沖重復頻率有關，其輸出與干擾對聽覺造成的效果相一致 4． 准峰值測試的主要問題與改進措施 用准峰值檢波方式進行測試的主要問題是測量時間長